I. Enkonduko
Metamaterialoj povas esti plej bone priskribitaj kiel artefarite dizajnitaj strukturoj por produkti certajn elektromagnetajn ecojn, kiuj ne ekzistas nature. Metamaterialoj kun negativa permitiveco kaj negativa permeablo estas nomataj maldekstramanaj metamaterialoj (MLM-oj). MLM-oj estis amplekse studitaj en la sciencaj kaj inĝenieraj komunumoj. En 2003, MLM-oj estis nomitaj unu el la dek plej gravaj sciencaj sukcesoj de la nuntempa epoko fare de la revuo Science. Novaj aplikoj, konceptoj kaj aparatoj estis evoluigitaj per ekspluatado de la unikaj ecoj de MLM-oj. La transmisilinia (TL) aliro estas efika dezajnometodo, kiu ankaŭ povas analizi la principojn de MLM-oj. Kompare kun tradiciaj ML-oj, la plej signifa trajto de metamaterialaj ML-oj estas la kontrolebleco de ML-parametroj (disvastiĝa konstanto) kaj karakteriza impedanco. La kontrolebleco de metamaterialaj ML-parametroj provizas novajn ideojn por desegni antenstrukturojn kun pli kompakta grandeco, pli alta rendimento kaj novaj funkcioj. Figuro 1 (a), (b), kaj (c) montras la senperdajn cirkvitmodelojn de pura dekstramana transmisilinio (PRH), pura maldekstramana transmisilinio (PLH), kaj kompozita maldekstra-dekstramana transmisilinio (CRLH), respektive. Kiel montrite en Figuro 1(a), la PRH TL ekvivalenta cirkvitmodelo estas kutime kombinaĵo de seria induktanco kaj ŝuntkapacitanco. Kiel montrite en Figuro 1(b), la PLH TL cirkvitmodelo estas kombinaĵo de ŝuntinduktanco kaj seria kapacitanco. En praktikaj aplikoj, ne eblas efektivigi PLH-cirkviton. Ĉi tio estas pro la neeviteblaj parazitaj seriaj induktancaj kaj ŝuntkapacitancaj efikoj. Tial, la karakterizaĵoj de la maldekstramana transmisilinio, kiuj nuntempe povas esti realigitaj, estas ĉiuj kompozitaj maldekstramanaj kaj dekstramanaj strukturoj, kiel montrite en Figuro 1(c).
Figuro 1 Malsamaj transmisliniaj cirkvitmodeloj
La disvastiĝa konstanto (γ) de la transmisilinio (TL) estas kalkulata jene: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), kie Y kaj Z reprezentas respektive admitancon kaj impedancon. Konsiderante CRLH-TL, Z kaj Y povas esti esprimitaj jene:
Unuforma CRLH TL havos la jenan dispersrilaton:
La fazkonstanto β povas esti pure reala nombro aŭ pure imaginara nombro. Se β estas tute reala ene de frekvenca gamo, ekzistas pasbendo ene de la frekvenca gamo pro la kondiĉo γ=jβ. Aliflanke, se β estas pure imaginara nombro ene de frekvenca gamo, ekzistas haltbendo ene de la frekvenca gamo pro la kondiĉo γ=α. Ĉi tiu haltbendo estas unika al CRLH-TL kaj ne ekzistas en PRH-TL aŭ PLH-TL. Figuroj 2 (a), (b), kaj (c) montras la dispersajn kurbojn (t.e., la rilaton ω - β) de PRH-TL, PLH-TL, kaj CRLH-TL, respektive. Surbaze de la dispersaj kurboj, la grupa rapido (vg=∂ω/∂β) kaj faza rapido (vp=ω/β) de la transmisilinio povas esti derivitaj kaj taksitaj. Por PRH-TL, oni ankaŭ povas konkludi el la kurbo, ke vg kaj vp estas paralelaj (t.e., vpvg>0). Por PLH-TL, la kurbo montras, ke vg kaj vp ne estas paralelaj (t.e., vpvg<0). La dispersa kurbo de CRLH-TL ankaŭ montras la ekziston de LH-regiono (t.e., vpvg < 0) kaj RH-regiono (t.e., vpvg > 0). Kiel videblas el Figuro 2(c), por CRLH-TL, se γ estas pura reala nombro, ekzistas haltiga bendo.
Figuro 2 Dispersaj kurboj de malsamaj transmisilinioj
Kutime, la seriaj kaj paralelaj resonancoj de CRLH-TL estas malsamaj, kio nomiĝas malbalancita stato. Tamen, kiam la seriaj kaj paralelaj resonancaj frekvencoj estas samaj, ĝi nomiĝas ekvilibra stato, kaj la rezulta simpligita ekvivalenta cirkvitmodelo estas montrita en Figuro 3(a).
Figuro 3 Cirkvitmodelo kaj disperskurbo de komponita maldekstramana transmisilinio
Dum la frekvenco pliiĝas, la dispersaj karakterizaĵoj de CRLH-TL iom post iom pliiĝas. Ĉi tio estas ĉar la fazrapideco (t.e., vp=ω/β) fariĝas pli kaj pli dependa de la frekvenco. Ĉe malaltaj frekvencoj, CRLH-TL estas dominata de LH, dum ĉe altaj frekvencoj, CRLH-TL estas dominata de RH. Ĉi tio prezentas la duoblan naturon de CRLH-TL. La ekvilibra dispersa diagramo de CRLH-TL estas montrita en Figuro 3(b). Kiel montrite en Figuro 3(b), la transiro de LH al RH okazas ĉe:
Kie ω0 estas la transira frekvenco. Tial, en la ekvilibra kazo, glata transiro okazas de LH al RH ĉar γ estas pure imaginara nombro. Tial, ne ekzistas haltbendo por la ekvilibra CRLH-TL-disperso. Kvankam β estas nulo ĉe ω0 (senfina relative al la gvidita ondolongo, t.e., λg=2π/|β|), la ondo ankoraŭ disvastiĝas ĉar vg ĉe ω0 ne estas nulo. Simile, ĉe ω0, la fazŝovo estas nulo por TL de longo d (t.e., φ= - βd=0). La fazantaŭeniro (t.e., φ>0) okazas en la LH-frekvenca gamo (t.e., ω<ω0), kaj la fazmalfruiĝo (t.e., φ<0) okazas en la RH-frekvenca gamo (t.e., ω>ω0). Por CRLH-TL, la karakteriza impedanco estas priskribita jene:
Kie ZL kaj ZR estas la impedancoj de PLH kaj PRH, respektive. Por la malbalancita kazo, la karakteriza impedanco dependas de la frekvenco. La supra ekvacio montras, ke la ekvilibra kazo estas sendependa de frekvenco, do ĝi povas havi larĝan bendolarĝan kongruon. La TL-ekvacio derivita supre similas al la konstituaj parametroj, kiuj difinas la CRLH-materialon. La disvastiĝa konstanto de TL estas γ=jβ=Sqrt(ZY). Konsiderante la disvastiĝan konstanton de la materialo (β=ω x Sqrt(εμ)), oni povas akiri la jenan ekvacion:
Simile, la karakteriza impedanco de TL, t.e., Z0 = Sqrt(ZY), similas al la karakteriza impedanco de la materialo, t.e., η = Sqrt(μ/ε), kiu esprimiĝas jene:
La refrakta indico de ekvilibra kaj malbalancita CRLH-TL (t.e., n = cβ/ω) estas montrita en Figuro 4. En Figuro 4, la refrakta indico de la CRLH-TL en ĝia LH-intervalo estas negativa kaj la refrakta indico en ĝia RH-intervalo estas pozitiva.
Fig. 4 Tipaj refraktaj indicoj de ekvilibraj kaj malbalancitaj CRLH TL-oj.
1. LC-reto
Per kaskadado de la bendpasantaj LC-ĉeloj montritaj en Figuro 5(a), tipa CRLH-TL kun efika homogeneco de longo d povas esti konstruita periode aŭ ne-periode. Ĝenerale, por certigi la oportunon de kalkulado kaj fabrikado de CRLH-TL, la cirkvito devas esti perioda. Kompare kun la modelo de Figuro 1(c), la cirkvitĉelo de Figuro 5(a) ne havas grandecon kaj la fizika longo estas senfine malgranda (t.e., Δz en metroj). Konsiderante ĝian elektran longon θ = Δφ (rad), la fazo de la LC-ĉelo povas esti esprimita. Tamen, por efektive realigi la aplikatan induktancon kaj kapacitancon, fizika longo p devas esti establita. La elekto de aplika teknologio (kiel mikrostrio, koplanara ondogvidilo, surfacmuntaj komponantoj, ktp.) influos la fizikan grandecon de la LC-ĉelo. La LC-ĉelo de Figuro 5(a) similas al la pliiga modelo de Figuro 1(c), kaj ĝia limo p = Δz → 0. Laŭ la homogeneca kondiĉo p→0 en Figuro 5(b), TL povas esti konstruita (per kaskadado de LC-ĉeloj) kiu estas ekvivalenta al ideala uniforma CRLH-TL kun longo d, tiel ke la TL aspektas uniforma al elektromagnetaj ondoj.
Figuro 5 CRLH TL bazita sur LC-reto.
Por la LC-ĉelo, konsiderante periodajn randkondiĉojn (PBC-ojn) similajn al la teoremo de Bloch-Floquet, la dispersa rilato de la LC-ĉelo estas pruvita kaj esprimita jene:
La seria impedanco (Z) kaj ŝunt-admiteco (Y) de la LC-ĉelo estas determinitaj per la jenaj ekvacioj:
Ĉar la elektra longo de la unuopa LC-cirkvito estas tre malgranda, oni povas uzi aproksimadon de Taylor por akiri:
2. Fizika efektivigo
En la antaŭa sekcio, la LC-reto por generi CRLH-TL estis diskutita. Tiaj LC-retoj povas esti realigitaj nur per adoptado de fizikaj komponantoj, kiuj povas produkti la bezonatan kapacitancon (CR kaj CL) kaj induktancon (LR kaj LL). En la lastaj jaroj, la apliko de surfacmuntada teknologio (SMT) en ĉipaj komponantoj aŭ distribuitaj komponantoj altiris grandan intereson. Mikrostriaj, striaj linioj, koplanaraj ondgvidiloj aŭ aliaj similaj teknologioj povas esti uzataj por realigi distribuitajn komponantojn. Estas multaj faktoroj por konsideri kiam oni elektas SMT-ĉipojn aŭ distribuitajn komponantojn. SMT-bazitaj CRLH-strukturoj estas pli oftaj kaj pli facile realigeblaj laŭ analizo kaj dezajno. Ĉi tio estas pro la havebleco de pretaj SMT-ĉipaj komponantoj, kiuj ne postulas restrukturadon kaj fabrikadon kompare kun distribuitaj komponantoj. Tamen, la havebleco de SMT-komponantoj estas disa, kaj ili kutime funkcias nur je malaltaj frekvencoj (t.e., 3-6 GHz). Tial, SMT-bazitaj CRLH-strukturoj havas limigitajn funkciajn frekvencajn gamojn kaj specifajn fazajn karakterizaĵojn. Ekzemple, en radiantaj aplikoj, SMT-ĉipaj komponantoj eble ne estas fareblaj. Figuro 6 montras distribuitan strukturon bazitan sur CRLH-TL. La strukturo estas realigita per intercifereca kapacitanco kaj kurtacirkvitaj linioj, formantaj la serian kapacitancon CL kaj paralelan induktancon LL de LH respektive. La kapacitanco inter la linio kaj GND estas supozata esti la RH-kapacitanco CR, kaj la induktanco generita de la magneta fluo formita de la kurentofluo en la intercifereca strukturo estas supozata esti la RH-induktanco LR.
Figuro 6 Unu-dimensia mikrostrio CRLH TL konsistanta el interciferecaj kondensatoroj kaj mallongliniaj induktoroj.
Por lerni pli pri antenoj, bonvolu viziti:
Afiŝtempo: 23-a de aŭgusto 2024
